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自从大疆新品 Mavic 的关键特性之一：“7公里图传”功能公布以来，在惊讶之余，也燃起了人们对无人机远距离图传功能的兴趣。围绕这一话题，在前不久的在第63期的硬创公开课中，我们已经就无人机在远距离图传上的一些实现方法进行了讨论（链接）。雷锋网雷锋网雷锋网
但作为消费类无人机的关键性技术壁垒之一，远距离无线传输领域的一个子集，远距离无线图传功能一直是无人机行业技术开发的一个重点，同时也是广大极客朋友们热切关注的一个技术性话题，人们希望能够从技术实现的角度，用公式和原理对图传这一话题进行更深入和细致的探讨。为此，我们今天有幸请到了一位行业大牛，他将从技术细节出发，为我们介绍图传系统设计中的 1 个核心问题，2 个设计红线，4 个基本设计参数，8 个设计重点，以及 1 个中肯的设计建议。
张昕，北京凌河机电总工程师，中国航天九院副研究员，电测仪器专家。曾参与多个型号航天测控和通讯设备开发。也是一个20多年的老航模爱好者。
这次公开课是以演讲的方式进行的，以下是张昕的演讲原文：
从“图传”的叫法我们就可以发现，这并非一个专业的定义。大概是从某些资深航模玩家口中发展而来，并且它只存在于消费类无人机领域。专业的航空航天器并没有独立的视频图像传输设备，而实时视频则是无线数据链路中传输的一部分内容或者是其中的一个通道，它也一直被包含在航天遥测系统中。
无人机将遥测信号（包含视频图像以及各种传感信息）发射出来，地面的遥测接收系统，通常包含了自动跟踪天线阵列和同步的多通道接收机。在接收数据的同时，可以实时地计算出无人机的位置、航速、航向等信息。这也是最传统最古老的遥测模式之一。在没有 GPS 的年代，除了光测就只能依靠无线电遥测数据了，这个模式就是被动雷达。
随着卫星导航的发展，无人机大多使用了 GPS 和卫星数据链路，但直接遥测仍然无法被替代。几十年来作为一个航天大国，国内的遥测遥控水平一直处于世界第一梯队。图传设备作为其通讯系统的一部分，也得到了充分发展，150 公里以上中程无人机图传是很普遍的，但 100 万以上的价格也相对昂贵。
所以对于消费类无人机来说已有足够多可借鉴的东西，我认为消费类无人机图传设计的核心问题只是“成本问题” 。不必去怀疑可以通讯多快多远，因为无线通讯技术发展到今天，没有人会怀疑火星传回的 1080P 信号了。我们真正要讨论的就是代价问题。目前市场上的 1080P 图传产品售价基本均在 1700 美元以内，硬件成本控制在 700 美元以内也就成为了消费类无人机图传设计的第一条红线。
当然，也还有第二条红线，就是法规。中国无线电管理的最高法律文件是《中华人民共和国无线电管理条例》，立法机关为国务院和中央军委，由各级无线电管理机构执行监管。如果使用者希望给图传单独申请执照， 则需要该图传首先获得 《无线电发射设备型号核准证》，他的依据是国家《无线电频率划分规定》中的有关无线电发射设备技术指标的规定。取得专业电台执照并不是不可操作，只是在消费类无人机领域没有办法推广。
对于专业航空航天器来说，频谱划分时已留有专门的测控频段，而消费类无人机只能老老实实地屈就于 ITU-R（ITU Radiocommunication Sector，国际通信联盟无线电通信局） 的 ISM频段（Industrial Scientific Medical，工业化科学医疗频段）。13.56Mhz、27.12Mhz、40.68MHz、433Mhz、915Mhz、2.4Ghz、5.8GHz 都是 1W 以内无需执照发射的。其中，433MHz 及以下频段通常很难满足高清图传的带宽要求，915Mhz 频段有一半已经被 GSM 占用，且 L 波带宽并不富裕， S 波段的 2.4GHz 也就成了 1080P 获得远距离的首选，但 4K 或者更高清晰度的图传设计者却很难在 S 波段的带宽上找到便宜，C 波段的 5.8G 则可以做得更宽。 不过，相同发射功率和接收灵敏度下 5.8G 与 2.4G 相比通讯距离仅为 41.4%，并且其衰减对水气更敏感，实际通讯距离则不到 30%，两者各有利弊。
【编者注】：这里提到的 L 波段、S 波段和 C 波段通常是按照如下划分的：
第二条红线基本确定了两个参数：
第一个参数：1W 的发射功率(+30dBm)
第二个参数：2.4G 或 5.8G 的 ISM 频段
也许很多工程师会对我确定 1W 发射功率感到失望， 那么咱们接下来我会让他们重拾信心，看看未来到底能实现多远的通讯距离。继续设定两个参数：
第三个参数：-105dBm 的接收灵敏度
第四个参数：3dBi 发射和接收天线（很难找到比这个指标更差的天线了）
根据自由空间无线电波传播规律：
P 发射功率 - P 接收灵敏度 + G 发射天线增益 + G 接收天线增益 = 32.44 + 20*lg(f 频率) + 20*lg(D 距离)
30dbm-(-105dbm)+3dbi+3dbi=32.44+20*lg(2400Mhz)+20*lg(D)
解出 D=111.6Km 去掉 3dB 雨衰和 3dB 裕度实际通讯距离约为 50 公里。 这个结果会不会让你恢复对 1W 发射功率信心。毕竟我们只用了最普通的 3dBi 天线。大家一定已经注意到了-105dBm 的接收灵敏度。没错，这个才是致胜的关键。许多廉价数字图传使用 WIFI 设备或套片来开发，距离不理想的一个根本问题就是接收灵敏度。
以 802.11g/b 的 OFDM 模式54Mb/s 速率为例，其接收灵敏度只有 -68dBm，考虑芯片厂商提升接收灵敏度到-70dBm。在+25dBm(316mW) 发射功率下， 则有：
25-(-70)+3+3=32.44+20*lg(2400)+20*lg(D)
解出 D=1.1Km，这样实际通讯距离约为 500 米。因此，许多老射频工程师都推崇接收灵敏度致胜原则。提高发射功率的代价往往太大了，提高 4 倍发射功率才能增加一倍距离，1W 和 4W 之间的这本帐也就能算清楚了。
8 个设计重点
接下来讨论八个设计重点：
第一点， 视频编解码
目前 1080P 图传产品所采用的编解码方案基本都是硬件方案，硬件方案的实时性会有一定优势。与其他领域的图传不同，无人机图传对时延的要求很高，尤其是 FPV 飞行。对于航拍而言，如果图传时延过大，云台手在依据视频图像控制云台过程中很容易超调。市场上的 1080P 图传产品大多采用 TI 达芬奇方案和海思方案。TI 目前还没有推出硬解的 H.265 产品，只有 H.264 的 DSP，但其通用性更强。海思 H.265 方案成本优势比较明显，开发速度更快。
就目前编解码算法而言， 将 1080P 30FPS 信号压缩到 6Mb/s码流， 其效果已经可以满足广播级应用。在不握手的无线通讯中(类似 UDP)，误码事件是一定会出现的，远距离情况下误码率会非常高，而真正致命的因素则是码流中的关键信息丢失。比如帧同步数据，一旦丢失就会造成整帧丢失。必须对关键信息进行冗余处理才能适用于单向无线信道。同时接收机基带解调算法中的时钟提取，位同步，字同步，帧同步也要针对高误码率来设计，否则小的误码就会产生灾难性的图像丢失。
上图为视频编码标准（少了H.265）
上图为 TI 达芬奇
上图为海思芯片
第二点， 低噪声放大器(LNA)
第一级 LNA 的噪声系数是整个接收机设计中决定性的一环，想实现优于 -105dBm 的接收就必须面对 LNA 带来的影响。老射频工程师会更信赖分立场效应管的窄带 LNA， 看似简单，实则复杂，通常在 ADS 上仿真或矢网上一推敲就是一个月的时间。虽然两端已经匹配到 50 欧的集成 LNA 芯片也很容易获得 0.9 以内的噪声系数(比如 HMC376，ADL5523)，但与那些老射频工程师的作品比肯定还是输在了起跑线上。
上图分别为 ADS 仿真和 矢网 仿真
上图是一个射频基带到前端的整体组成
第三点， 本振(LO)
一直以来，本振的相位噪声其实并非一个对射频工程师造成困扰的问题。这里其实是个成本问题，只要你在频综上不吝惜 20 美金，就可以获得 -212dBC/Hz 的相位噪声(比如LMX2531)。如果你的本振预算只有 6 美金，选择普通 PLL ( 比如 AD4360 的 -167dBC/Hz ) 就会影响整机的信噪比。最终决定接收及灵敏度的不是射频信号的放大倍数，而是接收机的整机噪声系数和基带解调门限(信噪比)。
目前市场上的1080P 图传产品都不约而同地采用了 ADI 的小基站方案 AD9361/AD9371， 虽然价格偏贵，但相比 DAC+AD8349 和 AD8347+ADC 的方案却更容易处理了。
有一个好消息会让你振奋，据 RichWave 公司的 HenryHo 透露，他们正在把 RTC6763 这颗几个美金的集成射频芯片与海思 H.265 平台整合。RTC6763 在 4Mbit/s 的 QPSK 调制模式下为 -86dBm 的接收灵敏度，在 S 波段 1W 发射功率和两端 3dbi 天线下，就已经具备了 7 公里以上的通讯能力。
上图为 ADI 的小基站方案
上图为 RichWave 的方案，因为 TI 还没有 H265 的DSP，后面的 DSP 实际是 H264 的编码
第四点， 天线
文中计算通讯距离都采用了低增益的 3dBi 天线。实际发射和接收则可以使用 6dBi 天线，甚至在地面使用 10dBi 以上聚焦天线或阵列天线。每增加 6dB，通讯距离就增加一倍。如果发射和接收都从 3dbi 换成 6dbi ，那就是增加一倍通讯距离了。
在一定限度内，从天线上获得更远通讯距离的机会千万不要错过。方向图和极化方式的选择是使用中最容易出问题的地方，很多人发射采用垂极化，而接收则是水平极化，使通讯距离大打折扣。地面接收天线尽可能要与发射天线的极化方式一致。
图示为极化方向不同的示意
如果不考虑垂直爬升很高的高度，机上发射天线比较适合采用垂直极化的全向天线，主瓣夹角可以很小，近距离可以依靠旁瓣，这样就能最大限度地保证水平通讯距离。
图示为 GP 的方向面，左侧是水平面内的全向，右侧是垂直平面，正下方增益很低
如果有垂直爬升需要，则可以考虑方向性不强的圆极化天线， GPS 就是选择右旋极化天线。
天线的增益反应的是将电磁能量集中的能力，增益越高方向性也就越强。越高增益的天线辐射主瓣夹角就越小，有些实验拿高增益天线通讯距离却还不如低增益天线，就是因为这个指向性问题。比如：高增益定向天线往往只有几度到十几度的夹角。
图示为一个定向天线的方向图
并没有真正意义的三维全向天线，全向天线是指在某一个平面内其方向图具有全向特性。比如垂直极化的 GP 天线，他只是在水平面上全向而已，如下图所示。
第五点， 基带（调制解调）
很多工程师一上来就会选择高阶调制， 比如 16QAM 星座， 8PSK 星座。 的确 1080P的视频要求传输速度，但是实际上对于 6M 码流 3M 的 QPSK 已经足够了，低阶调制的解调门限更低， 可以获得更好的接收灵敏度。
常用的调制方式
如果能进一步提高压缩比，采用 BPSK 也未尝不可。与 4G 和 WIFI 不同，1080P 的图传并不需要那么高的速度，却需要更高的接收灵敏度，进而获得更远的通讯距离。
我发现很多人有个误解：他们认为依据香浓定理，传输速度速率越快，接收灵敏度就越低。这是个概念错误（跟香浓定理真的没有一毛钱关系） 。来看看香浓是怎么说的：
准确地说香浓定理是告诉我们，调制阶数越高（C/B越高），对信噪比要求就越高，接收灵敏度也就越低。比如 QPSK 的 C/B=2 解调所需信噪比 S/N=3，BPSK 的 C/B=1，解调所需信噪比 S/N=1。如果C（传输视频所需的数据速率）不变，只要提高射频带宽B那么C/B也就降低了，对信噪比要求也就没有那么高了，也就是用低阶调制。他反映的是频带运输信息的能力，就像火车皮和货物，绝对量与香浓定理无关。
而射频带宽的真正影响是，其宽度决定了输入热噪声功率，简称固有底噪，KTBRF=K*T*BRF(Hz)，其中K 为波尔兹曼常熟，T 为 290K 室温，BRF 为射频带宽。按照前面说的已经足够的 3M 带宽来计算，看看到底会有多大的热输入噪声混杂在接收信号内。
KTBRF(log) = 10*log(1.381*10^-23W/Hz/K*290KX3.84MHz*1000mW/W) = -110dBm
看到这个数字你就会明白为什么把接收灵敏度（第三个参数）定为 -105dBm了。其实我只是让接收信号比噪声强出几个了dB而已，我留出的余量，信噪比不到4倍（接近4）。
对于1080P图传的多机通讯问题，考虑到 ISM 频段带宽有限，射频的频分(FDM)和跳频(FHSS)都没有那么多频分信道可用，时分(TD)和码分(CD)也不适用，因此基带上的 OFDM 划分正交频分信道可能是最有前途的选择。
其实 OFDM 并非一种调制模式，他只是频分带宽的方式。咱们听 FM 广播，人民台和交通台在不同频率，相距比较远，就是 FD，如果两个电台相距很近，重叠又相互不干扰就是 OFDM。
示意图，横轴为频率
基带解调算法在抗干扰问题上会起到决定性作用，我们无法在使用图传的过程中阻止隔壁老王在相同频率上发射，因此找到合适的基带算法会占据整个图传设计 70% 以上的工作量。
第六点，视距通讯距离
自由空间中的视距通讯距离是没法靠地面拉据来测试的，因为地球是圆的，其可见距离如下：
式中，h1 和 h2 分别为收发天线的高度，K 为气象因子。评估 LOS 通讯距离要充分了解菲涅尔区的影响。
在远距离情况下飞机只有具有足够高度才能达到理论上的通讯距离。
第七点， 震动或旋转带来的幅度调制
很多飞行器会有自转或者自身震动，这些周期振动传达到天线会形成幅度调制，通常情况下比较轻微，但它也会降低信噪比，甚至通过眼图可以直接观察出来。解调算法要尽可能地避免这种影响。
这种情况可能并不容易遇到，但遇到的话请大家别忘记天线震动带来的幅度调制。
第八点， 多径问题
空中到地面通讯的多径问题会带来符号位串扰。如果某一个代表 1 或 0 的符号位延迟到达，会与他后面的符号位重叠，造成误码。
WIFI 通常无法解决大延时的多径问题，其协议为了追求传输速度和成本，只考虑了小空间范围内的传播延时，这也是 WIFI 不适合远距离通讯的其中一个原因。发射机基带信号可以采用单位冲击升余弦滤波器来实现波形成形，其时域波形的“拖尾”衰减较快，可减少符号间干扰。升余弦滤波器的另一个好处是软件带宽限制，功放(PA)前面可以省略SAW滤波器。
要想搞好一款图传产品，不能停留于摆弄概念，不能依赖于集成芯片和现有通讯协议。一定要从射频基础问题做起，每个 dB 必争。失之毫厘，差之千里。
最后，张昕强调：每个 dB 必争是搞射频的一个态度。任何一条电缆的插损，任何一个接插件的插损，任何一个天线的回损，任何一段 PCB 上微带线的准确性，都可能是致命的。
上图为张昕开发的图传发射和接收的射频部分
下面是公开课群友关于这次讲座的一些问题，以及张昕的回答。
问1：您刚才提到，“对于 1080P 图传的多机通讯问题，考虑到 ISM 频段带宽有限，射频的频分(FDM)和跳频(FHSS)都没有那么多频分信道可用，时分(TD)和码分(CD)也不适用，因此基带上的 OFDM 划分正交频分信道可能是最有前途的选择。”这段话里，时分和码分不适用的原因是什么？
答：时分和码分都是以牺牲速度和带宽来换取的。时分自然容易理解，一个楼梯一个时刻只能过一个人，两个人就要排队过。码分的话，一方面是扩频后对带宽的要求更高了，另一方面扩频编码本身就是用一串码来代替一个符号的，这样同时也牺牲了速度。码分本身解决的是多址问题，还可以带来码增益和抗干扰，可是对于图传来说信道不需要很多。
问2：您刚才还说到“ WIFI 通常无法解决大延时的多径问题，其协议为了追求传输速度和成本，只考虑了小空间范围内的传播延时，这也是 WIFI 不适合远距离通讯的其中一个原因。”那么，适合远距离无线通信的协议，应该具有什么特点？
答：首先就是高误码率的问题。因为 WIFI 的数据链路层，网际层等之上原本是为了跑 TCP 传输层的。图传协议不握手，不做重传机制，但需要对关键信息的冗余，普通信息不会带来马赛克，而且图传并不需要 WIFI 和 4G 那么快，那么多信道，那么低廉的成本，那么多设备在同一空间中使用。所以很多现有协议中的内容是多余的。
问3：COFDM 为何不作为首选？
答：其实 COFDM 和 OFDM 是一回事，Coded 的 OFDM 是首选。
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